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Apr 18, 2023

A haut débit, bas

Dans cet article, un système de mesure EMI dans le domaine temporel pour la gamme de fréquences

Dans cet article, un système de mesure EMI dans le domaine temporel pour la gamme de fréquences de 10 Hz à 40 GHz est présenté. Les signaux d'une fréquence allant jusqu'à 1,1 GHz sont échantillonnés par un convertisseur analogique-numérique (ADC) à virgule flottante ultra-rapide et traités en temps réel sur un réseau de passerelles programmables sur le terrain (FPGA). Un convertisseur abaisseur multi-étages ultra-large bande permet la mesure de signaux avec des fréquences jusqu'à 40 GHz. Les temps de mesure peuvent être réduits de plusieurs ordres de grandeur par rapport aux récepteurs EMI traditionnels qui fonctionnent dans le domaine fréquentiel.

Avec des amplificateurs à faible bruit intégrés présélectionnés, le système offre une sensibilité élevée, en particulier dans la bande Ka de 26,5 GHz à 40 GHz. Le faible chiffre de bruit du système de 26,5 GHz à 40 GHz donne un niveau de bruit de fond moyen d'environ 12 dBµV en utilisant une largeur de bande de filtre FI de 1 MHz dans cette plage. Avec une gamme dynamique de système élevée de plus de 70 dB, le système est parfaitement adapté à la mesure d'émissions transitoires à large bande ou de signaux à haute dynamique comme les impulsions radar. Les émissions non stationnaires peuvent être mesurées via le spectrogramme en temps réel ou via la méthode de mesure de la distribution de probabilité d'amplitude multicanal (APD).

INTRODUCTION

En raison de la demande croissante de transmission d'informations à large bande, les systèmes de communication et l'électronique grand public utilisent des bandes de fréquences de plus en plus élevées. Afin de protéger ces systèmes et services contre les interférences électromagnétiques (EMI), les EMI rayonnées et conduites doivent être mesurées par un équipement de mesure dédié afin de répondre aux exigences des normes de compatibilité électromagnétique (CEM) telles que CISPR 16-1-1 [1 ],MIL-461F [2] ou DO-160F [3].

Par rapport aux récepteurs de mesure traditionnels, les systèmes de mesure EMI dans le domaine temporel peuvent considérablement accélérer les mesures EMI, ce qui permet d'économiser du temps et des coûts de développement et de test. Dans des travaux antérieurs, nous avons déjà augmenté la limite de fréquence supérieure des systèmes de mesure EMI dans le domaine temporel à 18 GHz et 26 GHz par conversion descendante à large bande des signaux de mesure [4],[5]. Le système présenté permet la mesure des émissions électromagnétiques dans la gamme de fréquences de 10 Hz à 40 GHz. Des mesures entièrement conformes aux exigences de la norme CISPR 16-1-1 peuvent être effectuées et le système offre également la gamme de fréquences et les filtres IF requis pour les mesures selon MIL461F et DO-160F. Des mesures des émissions conduites sur une ligne d'alimentation PC dans la gamme de fréquences de 150 kHz à 30 MHz sont présentées, qui montrent une réduction du temps de balayage d'un facteur 1350 par rapport aux récepteurs de mesure traditionnels. Le spectrogramme mesuré de l'émission rayonnée d'un four à micro-ondes en bande Ka montre la capacité du système à caractériser le comportement temporel des EMI non stationnaires. Enfin, une mesure d'un signal à saut de fréquence dans la gamme de fréquence de 36 GHz à 37 GHz est présentée.

SYSTÈME DE MESURE EMI DANS LE DOMAINE TEMPOREL

Le système de mesure EMI dans le domaine temporel présenté consiste en un échantillonneur ultra-rapide avec une plage dynamique élevée en combinaison avec des FPGA pour le traitement du signal numérique et un convertisseur abaisseur à large bande à plusieurs étages qui permet des mesures au-dessus de 1,1 GHz. Le schéma fonctionnel du système est représenté sur la figure 1. Les émissions électromagnétiques sont reçues par exemple via une antenne à large bande pour les émissions rayonnées ou un réseau de stabilisation d'impédance de ligne (LISN) pour les émissions conduites. Les signaux dans la gamme de fréquences de 10 Hz à 1,1 GHz sont filtrés passe-bas pour éviter le crénelage. Un ADC à virgule flottante échantillonne le signal avec une haute résolution comme décrit dans [6]. Pour obtenir une plage dynamique élevée, le signal est divisé en trois voies avec un gain différent. Les signaux de chaque chemin sont échantillonnés en parallèle avec trois ADC à une fréquence d'échantillonnage d'environ 2,6 GS/s. Les signaux échantillonnés sont combinés, donnant ainsi une plage dynamique du CAN à virgule flottante de 16 bits.

Figure 1 : Schéma fonctionnel du système de mesure EMI dans le domaine temporel

Pour calculer le spectre du signal EMI, le signal EMI numérisé est transformé par une FFT sur un FPGA. Pour les signaux non stationnaires, un spectrogramme peut être calculé via la transformée de Fourier rapide à court terme (STFFT). Pendant le temps d'arrêt sélectionné, une fonction de fenêtre gaussienne ω[n], correspondant au filtre IF d'un récepteur de mesure classique, est décalée dans le temps avec une coordonnée temporelle discrète τ. Pour chaque valeur de τ, le spectre momentané est calculé via FFT. Le spectre à court terme X[τ, k] est calculé par

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où ω[n − τ] est la fonction de fenêtre décalée et x[n] est le signal d'entrée discret. Les spectres calculés dans le temps décrivent un spectrogramme. On peut montrer que la FFT à court terme correspond à un ensemble de récepteurs parallèles, où le signal temporel extrait du spectrogramme correspond à l'enveloppe du signal IF de chaque récepteur [7].

Le spectre d'amplitude peut être calculé à l'aide de divers modes de détection numérique comme le mode moyen, crête ou quasi-crête et est ensuite affiché. De plus, une méthode de mesure de distribution de probabilité d'amplitude à fréquences multiples a été mise en œuvre [8]. Outre le spectrogramme, cette méthode permet d'évaluer les émissions non stationnaires en calculant les propriétés statistiques du signal.

CONVERTISSEUR-BAS À PLUSIEURS ÉTAPES

Pour les mesures d'émission dans la gamme de fréquences de 1,1 GHz à 40 GHz, un convertisseur abaisseur à large bande à trois étages est utilisé. Les émissions de 1,1 GHz à 6 GHz sont filtrées passe-bande avec un seul filtre de présélection large bande pour augmenter la plage dynamique du système, comme le montre la figure 2. Un amplificateur large bande à faible bruit augmente la sensibilité du système. Pour maximiser la plage dynamique sans parasites, la bande est subdivisée en 16 bandes d'environ 325 MHz de bande passante. Chacune de ces bandes est séquentiellement convertie en une première fréquence intermédiaire élevée au-dessus de 6 GHz à l'aide d'un mélangeur et d'un synthétiseur PLL à faible bruit. Un filtre IF est appliqué et un deuxième mélangeur convertit les sous-bandes en bande de fréquence inférieure à 1,1 GHz, où les signaux sont transmis au CAN à virgule flottante pour échantillonnage [4]. Selon la figure 1, la bande de fréquences de 6 GHz à 26,5 GHz est abaissée par le convertisseur abaisseur 6-26,5 GHz. La présélection divise cette bande de fréquence en 5 sous-bandes ultra-larges avec des bandes passantes comprises entre 3 et 5 GHz. Le montage étant similaire au down-converter 26,5-40 GHz, il n'est pas décrit en détail. Le schéma fonctionnel du convertisseur abaisseur de fréquence 26,5-40 GHz est illustré à la figure 3. La bande d'entrée est divisée en trois sous-bandes ultra-larges conformément au tableau 1. Filtres passe-bande planaires d'ordre élevé avec des pertes d'insertion à mi-bande de 1,5-2,5 dB augmentent la plage dynamique du système en atténuant les émissions hors bande et maximisent la plage dynamique FI en empêchant que des produits de mélange d'ordre supérieur soient générés dans la bande de fréquence intermédiaire. La commutation entre les bandes se fait via des commutateurs à diode PIN SP3T avec des pertes d'insertion inférieures à 3,5 dB dans la gamme de fréquences de 26,5 GHz à 40 GHz. Les amplificateurs large bande à faible bruit augmentent la sensibilité du système. Un mélangeur à large bande décrit dans la section suivante est utilisé pour abaisser la fréquence des bandes dans la plage de fréquences d'entrée du convertisseur abaisseur 6-26,5 GHz. Les signaux de l'oscillateur local sont générés par un synthétiseur PLL à faible bruit et un multiplicateur de fréquence.

Figure 2 : Schéma fonctionnel du convertisseur abaisseur 1,1-6 GHz

Tableau 1 : Bandes de présélection dans la gamme de fréquences de 26,5 à 40 GHz

Figure 3 : Schéma fonctionnel du convertisseur abaisseur 26,5-40 GHz

MISE EN ŒUVRE

Les composants des down-converters ont été réalisés sur des substrats renforcés verre hydrocarbure/céramique et alumine en montage hybride. Les mélangeurs à large bande qui ont été conçus pour la conversion descendante de la bande Ka de 26,5 GHz à 40 GHz seront décrits à titre d'exemple dans ce qui suit.

Afin de réaliser la conversion descendante ultra large bande des signaux d'entrée de 26,5 GHz à 40 GHz dans la gamme de fréquences de 6 GHz à 13 GHz, un mélangeur avec une bande passante IF exceptionnellement large est nécessaire. Des conceptions de diodes à double équilibrage ont été mises en œuvre, car elles offrent une isolation port-port élevée et une faible perte de conversion sans avoir besoin d'une polarisation active. Pour obtenir une plage dynamique élevée, des diodes Schottky avec des hauteurs de barrière moyennes à élevées ont été choisies. Deux conceptions de mélangeurs ont été réalisées : le mélangeur 1 incorpore une paire de diodes anti-parallèles, le mélangeur 2 utilise un anneau à quatre diodes. Comme les diodes du mélangeur doivent être alimentées avec un signal équilibré, les transformateurs symétriques-asymétriques (baluns) sont l'un des principaux éléments du mélangeur. Dans [9], des baluns Marchand large bande ont été décrits. De tels baluns ont été utilisés pour les ports RF et LO du mélangeur et ont été réalisés dans une conception planaire sur un substrat en aluminium. Le substrat fabriqué pour le mélangeur 2 est visible sur la figure 4. Contrairement à un transformateur conventionnel avec prise centrale, le signal FI en mode commun est prélevé sur les embouts radiaux du balun RF, où ces prises ne perturbent pas le Signal RF. Comme les lignes de prise ont une longueur électrique de λ/4 à la fréquence centrale de la bande d'entrée RF, la jonction du diviseur de puissance agit comme une masse virtuelle pour le signal RF en mode impair. Cela donne une faible perte de conversion et une isolation RF-IF élevée.

Figure 4 : Image du substrat fabriqué du mélangeur 2 sans puce de diode

Les mélangeurs fabriqués ont été mesurés à l'intérieur de leurs boîtiers respectifs équipés de connecteurs de 2,92 mm. Pour chaque bande de fréquence, un signal d'oscillateur local entre 20 GHz et 27 GHz avec une puissance de 15-18 dBm a été envoyé au port LO. Le niveau de puissance du signal IF a été mesuré avec un wattmètre de précision dans la gamme de fréquences de 6 GHz à 13 GHz, tandis qu'un générateur de signal calibré a envoyé le signal d'entrée RF au port RF. La figure 5 montre les pertes de conversion mesurées des deux mélangeurs. La perte de conversion moyenne du mélangeur 1 est de 11,1 dB dans la gamme de fréquences de 26 GHz à 40 GHz. Le mélangeur 2 présente une perte de conversion moyenne inférieure de 8,5 dB car les diodes utilisées ont une fréquence de coupure plus élevée que celles utilisées dans le mélangeur 1. Les deux mélangeurs ont de très faibles pertes de conversion dans la bande Ka, permettant un faible bruit système et d'atteindre bandes passantes IF très larges de DC à 14,5 GHz.

Figure 5 : Comparaison des pertes de conversion mesurées des mélangeurs mis en œuvre

Les isolations port-port sont des valeurs importantes pour les mélangeurs. Une isolation LO-IF élevée est d'une importance particulière pour notre système de mesure, car le fort signal LO peut provoquer la génération de produits de mélange indésirables à la fréquence intermédiaire du mélangeur suivant. Les isolations LO-IF mesurées des deux mélangeurs sont présentées dans le tableau 2. Alors que le mélangeur 1 atteint une isolation LO-IF élevée de plus de 30 dB pour les signaux d'oscillateur local de 20 GHz à 27 GHz, une isolation LO-IF de 8,6-21,4 dB a été mesuré pour le mélangeur 2 dans la même gamme de fréquences. La raison de ce comportement est le pont aérien supplémentaire nécessaire pour acheminer le signal LO sur le signal RF dans le cas de l'anneau à quatre diodes dans le mélangeur 2. Les diodes du mélangeur 2 ont deux paires de diodes croisées en interne. , rendant inutile un tel croisement externe. En raison de la faible perte de conversion, de la bande passante IF élevée et de l'isolation LO-IF exceptionnellement élevée, le mélangeur 2 a été utilisé dans le système de mesure dans le domaine temporel.

MESURES DU SYSTÈME

Les émissions rayonnées en bande Ka présentent généralement de faibles niveaux de puissance. Par conséquent, le système de mesure doit présenter un faible facteur de bruit système pour atteindre la sensibilité requise. Les pertes dans les lignes d'alimentation aggravent considérablement ce problème.

La puissance de bruit à la sortie d'un système, qui présente le facteur de bruit F peut être calculée par

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oùk est la constante de BoltzmannT0 est la température ambianteBENB est la largeur de bande de bruit équivalente

Le niveau de bruit de fond moyen théorique du système peut être calculé à l'aide de (2). La largeur de bande de bruit équivalente BENB des filtres IF avec caractéristique de Gauss est obtenue avec

(3)

en utilisant les fonctions de transfert du filtre H(f). Avec le filtre IF de 1 MHz et le bruit d'entrée du système estimé à partir des valeurs des composants du convertisseur abaisseur de fréquence 26,5-40 GHz, nous obtenons un niveau de bruit de fond moyen estimé d'environ 11,9 dBµV dans la gamme de fréquences de 26,5 GHz à 40 GHz.

La figure 6 montre les mesures du plancher de bruit du système dans la plage de 26 GHz à 40 GHz en utilisant le détecteur moyen et la bande passante FI de 1 MHz et 120 kHz respectivement. L'entrée du système a été adaptée et l'atténuateur d'entrée variable a été réglé sur une atténuation de 0 dB. Le système de mesure EMI dans le domaine temporel présente un plancher de bruit très faible inférieur à 20 dBµV pour la bande passante IF de 1 MHz et inférieur à 10 dBµV pour la bande passante IF de 120 kHz dans cette gamme de fréquences. Le temps de balayage avec une bande passante IF de 1 MHz et une résolution de fréquence de 500 kHz était d'environ 30 s, tandis que le temps de balayage utilisant une bande passante IF de 120 kHz et une résolution de fréquence de 50 kHz était d'environ 90 s.

Figure 6 : Plancher de bruit du système de 26 à 40 GHz

Afin de mesurer les émissions transitoires à large bande ou les signaux généraux à haute dynamique comme les impulsions radar, la plage dynamique est une spécification importante pour un tel système. La norme CISPR 16-1-1 définit les impulsions à large bande pour l'étalonnage du détecteur dans la bande E au-dessus de 1 GHz et requiert une plage dynamique FI d'au moins 40 dB lors de l'utilisation d'un filtre FI de 1 MHz. Pour la caractérisation de la gamme dynamique IF du système, un générateur d'impulsions a envoyé un signal sinusoïdal modulé par impulsions avec une fréquence de 35 GHz à l'entrée du système. La largeur d'impulsion du signal a été fixée à 1 µs et la période d'impulsion à 40 ms. Le spectre a été pondéré par des détecteurs de crête et de moyenne et une largeur de bande de filtre IF de 120 kHz et est représenté sur la figure 7. Avec cette période d'impulsion, le détecteur de moyenne indique déjà le plancher de bruit du système. La différence de niveau entre les mesures crête et moyenne du détecteur est définie comme la plage dynamique FI. Les mesures de la Figure 7 montrent une plage dynamique FI de 62,6 dB. La valeur correspondante pour une largeur de bande de filtre IF de 1 MHz, telle que spécifiée par la CISPR 16-1-1, peut être calculée en calculant la variation du niveau d'impulsion ΔAPulse et du niveau de bruit ΔANoise par

(4)

(5)

où Bimp,x et BNoise,x sont les largeurs de bande d'impulsion et de bruit équivalentes des filtres FI. Les mesures indiquent une plage dynamique FI de 62,6 dB + (18,4 dB -9,2 dB) = 71,8 dB pour une bande passante FI de 1 MHz, dépassant les exigences CISPR 16-1-1 de plus de 20 dB.

Figure 7 : Signal modulé par impulsions mesuré

La norme CEM avionique DO-160F définit des lignes limites pour les signaux parasites conduits sur les lignes d'alimentation. Le système de mesure EMI dans le domaine temporel présenté permet d'effectuer ces mesures grâce à la mise en œuvre des largeurs de bande de filtre IF requises. Les lignes d'alimentation d'un ordinateur personnel ont été mesurées à l'aide d'une pince ampèremétrique avec une bande passante de 10 kHz à 1 GHz. Les mesures sont présentées sur la figure 8. Pour les mesures, le détecteur de crête a été sélectionné avec un temps de séjour de 100 ms. Le temps de balayage pour le balayage DO-160F de 150 kHz à 30 MHz était d'environ 4 s, alors que cette mesure prendrait plus de 1,5 heure avec un récepteur hétérodyne traditionnel. Les courants d'interférence conduits dans la gamme de fréquences de 150 kHz à 30 MHz dépassent nettement les lignes limites définies dans DO-160F. L'alimentation électrique mesurée ne serait pas adaptée à une utilisation avec des équipements sensibles définis dans DO-160F.

Figure 8 : Spectre mesuré des courants parasites conduits sur une ligne d'alimentation PC

Les appareils électroménagers peuvent émettre des densités d'énergie spectrale considérables dans la gamme de fréquences au-dessus de 1 GHz. Le spectrogramme permet la détection d'événements singuliers ou de décalage de fréquence en temps réel. Un four à micro-ondes a été mesuré à une distance de 3 m d'une antenne cornet à quatre nervures large bande avec une bande passante de 1,7 GHz à 20 GHz. Pour compenser les pertes du câble et donner l'intensité du champ électrique de l'EMI rayonnée, les facteurs de transducteur correspondants et le facteur d'antenne ont été appliqués. La figure 9 montre le comportement temporel de la 6e harmonique du magnétron sur une période de temps de 20 s. Le magnétron s'allume au bout d'environ 3 s et s'éteint au bout d'environ 9 s. La fréquence de sortie de l'oscillateur à fonctionnement libre présente une dérive de fréquence d'environ 10 MHz.

Figure 9 : Spectrogramme de la 6e harmonique d'un four à micro-ondes

La figure 10 montre des mesures d'un signal à saut de fréquence. Le spectre a été mesuré dans la gamme de fréquences de 36 GHz à 37 GHz à l'aide de détecteurs de crête et de moyenne et d'une largeur de bande de filtre IF de 1 MHz. Comme les détecteurs sont appliqués simultanément sur les mêmes données échantillonnées, les deux détecteurs affichent les mêmes composantes de fréquence, bien que le signal ne soit pas stationnaire. L'atténuateur variable a été réglé sur 10 dB. Le temps de balayage pour ces mesures utilisant une résolution de fréquence de 500 kHz était d'environ 10 s.

Figure 10 : Spectre mesuré d'un signal à saut de fréquence

CONCLUSION

Un système de domaine temporel pour les mesures EMI de 10 Hz à 40 GHz qui permet des mesures selon CISPR 16-1-1, MIL-461F et DO-160F a été présenté. Le système offre une sensibilité élevée grâce à un faible plancher de bruit système et atteint un niveau de bruit de fond moyen d'environ 12 dBµV en bande Ka en utilisant une bande passante IF de 1 MHz et d'environ 2 dBµV en utilisant une bande passante IF de 120 kHz. Avec une plage dynamique de plus de 70 dB, le système répond aux exigences de la norme CISPR-16-1-1 et convient parfaitement à la mesure de signaux hautement dynamiques tels que les impulsions radar. Un spectrogramme basé sur STFFT et une méthode de mesure de la distribution de probabilité d'amplitude à fréquences multiples peuvent être utilisés pour étudier les propriétés des EMI non stationnaires. Des mesures des émissions conduites sur une ligne d'alimentation PC utilisant des largeurs de bande DO160 IF, des mesures de spectrogramme des émissions rayonnées d'un four à micro-ondes en bande Ka et d'un signal à saut de fréquence dans la gamme de fréquences de 36 GHz à 37 GHz ont été présentées .

RECONNAISSANCE

Les auteurs tiennent à remercier la Bayerische Forschungsstiftung pour le cofinancement de ce projet.

© 2012 IEEE. Reproduit, avec permission, à partir des actes du Symposium international IEEE 2012 sur la compatibilité électromagnétique.

LES RÉFÉRENCES

Christian Hoffmann, GAUSS INSTRUMENTS GmbH, Munich, Allemagne, [email protected]

Ayoub Sidhom, Université technique de Munich, Institut de nanoélectronique de Munich, Allemagne

Stephan Braun, GAUSS INSTRUMENTS GmbH, Munich, Allemagne, [email protected]

Peter Russer, Université technique de Munich, Institut de nanoélectronique de Munich, Allemagne, [email protected]

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